電磁感應加熱，簡稱感應加熱，是壹種加熱金屬材料等導體材料的方法。主要用於金屬熱加工、熱處理、焊接和熔化。
顧名思義，感應加熱是利用電磁感應在被加熱的物質中產生電流，依靠這些渦流的能量來達到加熱的目的。感應加熱系統的基本部件包括感應線圈、交流電源和工件。根據不同的加熱對象，線圈可以做成不同的形狀。線圈與電源相連，電源為線圈提供交流電，流過線圈的交流電產生交變磁場穿過工件，使工件產生渦流加熱。
感應加熱原理
感應加熱表面淬火是利用電磁感應原理，在工件表層產生高密度感應電流，快速加熱至奧氏體狀態，然後快速冷卻獲得馬氏體組織的淬火方法。當壹定頻率的交流電通過感應線圈時，其內外就會產生與電流頻率相同的交變磁場。將金屬工件放入感應線圈中，在磁場的作用下，工件中會產生頻率相同方向相反的感應電流。由於感應電流沿工件表面形成閉合回路，通常稱為渦流。這種渦流將電能轉化為熱能，迅速加熱工件表面。渦流主要分布在工件表面，幾乎沒有電流通過工件。這種現象被稱為表面效應或趨膚效應。感應加熱是利用集膚效應，依靠電流的熱效應將工件表面快速加熱到淬火溫度。感應線圈由銅管制成，並充有冷卻水。當工件表面在感應線圈中加熱到壹定溫度後，立即噴水冷卻，使表層獲得馬氏體組織。
感應電動勢的瞬時值為:
式中:e——瞬時電位，v；φ ——零件上感應電流回路所圍成的面積的總磁通量，Wb，其值隨感應器中電流強度的增大和零件材料磁導率的增大而增大，並與零件和感應器之間的間隙有關。
是磁通量的變化率，其絕對值等於感應電勢。電流頻率越高，磁通量變化率越大，相應地感應電勢P也越大。公式中的負號表示感應電勢的方向與變化方向相反。
在每個瞬間，零件中感應的渦流的方向與電感器中的電流方向相反，渦流的強度取決於零件中的感應電勢和渦流回路的電抗，可表示為:
其中I-渦流強度，a；z-自感電抗，ω；r-器件電阻，ω；x阻抗，ω。
因為z值很小，I值很大。
加熱部件的熱量是:
其中q-熱能，j；t-加熱時間，s。
對於鐵磁性材料(如鋼)，渦流加熱產生的熱效應可以迅速提高零件的溫度。鋼鐵零件是硬磁性材料，具有很大的剩磁。在交變磁場中，零件的磁極方向隨著感應器磁場方向的變化而變化。在交變磁場的作用下，磁性分子會因磁場方向的快速變化而產生強烈的摩擦和熱量，對零件也起到壹定的加熱作用，這就是磁滯熱效應。這部分熱量遠小於渦流加熱的熱效應。鋼件的磁滯熱效應只存在於磁轉變點A2(768℃)以下，A2以上鋼件失去磁性。所以對於鋼件來說，A2以下加熱速度比A2以上快。
感應加熱的具體應用
感應加熱設備
感應加熱設備是產生特定頻率的感應電流，進行感應加熱和表面淬火處理的設備。
感應加熱表面淬火
將工件放入纏繞有空心銅管的感應器中，施加中頻或高頻交流電後，在工件表面形成同頻率的感應電流，使工件表面迅速升溫(幾秒鐘內溫度可升至800 ~ 1000度，芯部仍接近室溫)，然後工件表層立即噴水冷卻(或浸油淬火)。
與普通加熱淬火相比，感應加熱表面淬火具有以下優點:
1，極快的加熱速度，可以擴大壹個物體的轉變溫度範圍，縮短轉變時間。
2.淬火後，工件表面可獲得細小的隱晶馬氏體，硬度略高(2 ~ 3 hr c)。低脆性和高疲勞強度。
3.經過這種工藝處理的工件不易氧化脫碳，甚至有些工件處理後可以直接組裝使用。
4.硬化層深，易於控制和操作，易於實現機械化和自動化。
感應加熱(高頻電爐)生產課程
成本估算:
銅管和銅帶:210元
兩根EE85加厚芯:60元。
3高頻諧振電容:135元。
膠木板:60元
水泵和PU管:52元
PLL板:30元
GDT板:20元
電源板:50元
MOSFET: 20元
2KW調壓器:280元
散熱器:80元
* * *米:997元
整體架構:
串聯諧振2.5KW鎖相環追ZVS，MOSFET全橋逆變器；
磁芯變壓器兩步阻抗變換，水冷散熱，市電自耦調壓調功，母線過流保護。
先預覽效果，如下圖:
加熱金封管3DD15
加熱304不銹鋼管
加熱小金屬球
加熱熨燙機
在開始生產之前，有必要明確壹些基本的原理和概念，以免混淆。
1，加熱機制(為掃盲，專家跳過)
1.1渦流，只要金屬物體處於交變磁場中，就會產生渦流，強大的高密度渦流可以迅速加熱工件。這種機制存在於所有電阻率不是無窮大的導體中。
1.2感應循環，工件相當於壹個1匝的短路線圈，與感應線圈構成壹個空心變壓器。由於電流比等於匝數比的反比，工件上的電流是感應線圈中電流的n(匝)倍，強烈的感應短路電流使工件迅速升溫。這種機制存在於任何導體中。在磁通密度不變的情況下，工件與磁場矢量正交的面積越大，工件上感應的電流越大，效率越高。可以看出，磁通切割面積大的工件比面積小的工件更容易獲得高溫。
1.3磁疇摩擦(鐵磁性體內有無數線性度約為10-4m的小磁化區，稱為磁疇)，鐵磁性材料的磁疇在交變磁場的磁化和反磁環的作用下劇烈摩擦，產生高溫。這種機制在鐵磁材料中占主導地位。
可以看出，不同材料的加熱效果是不同的，因為加熱機理不同。其中，鐵磁性物質占了三種機制的全部，加熱效果最好。當鐵磁材料被加熱到居裏點以上時，它變成順磁性，磁疇機制減弱甚至消失。此時，只能通過剩余的兩種機制繼續加熱。
當工件越過居裏點時，磁感應現象減弱，線圈的等效阻抗大大降低，諧振電路的電流增大。越過居裏點後，線圈的電感也減小。LC環路的固有諧振頻率將會改變。固定勵磁方式的加熱器失諧，導致設備損壞或效率大幅度降低。
2.為什麽要用共振？應該用什麽樣的共鳴？
2.1先回答第壹個問題。我以前以為只要在感應線圈中註入足夠強的電流，就是感應加熱裝置。對此我們也做了壹個實驗，如下圖所示。
實驗中確實存在加熱效應，但遠遠達不到電源輸出功率的效果。這是為什麽呢？我們來分析壹下。顯然，對於壹個固定的工件，熱效應與逆變器的實際輸出功率成正比。對於感應線圈來說，基本上是純電感，即兩端電流變化總是滯後於電壓變化，也就是說電壓達到峰值時，電流還沒有達到峰值，功率因數很低。我們知道，功率等於電壓波形和電流波形的重疊面積，但在電感中，電流和電壓波形是錯開壹個角度的，此時重疊面積很小，即使有巨大的電流通過也沒用。這就是如果簡單計算P=UI，得到的只是無功功率。
而對於電容來說，恰恰相反，它們之間的電流總是領先於電壓的變化。如果電容和電感串聯或並聯諧振，壹個在前，壹個在後，諧振時正好抵消。因此，電容器在這裏也被稱為功率補償電容器。此時從激勵源的角度來看，相當於純阻性負載供電，電流波形與電壓波形完全重合，輸出最大有功功率。這就是為什麽要用串(並聯)補償電容來形成諧振的主要原因。
2.2第二個問題，LC諧振有串聯諧振和並聯諧振，應該采用哪種結構？
說白了，在並聯諧振電路中，諧振電壓等於激勵源電壓，槽路中的電流等於激勵電流的q倍。串聯諧振電路的槽路電流等於激勵源電流，而L、C兩端電壓等於Q倍激勵源電壓，各有利弊。
從電路結構來看:
對於恒壓源勵磁(半橋、全橋)，應采用串聯諧振電路，因為電源電壓不變，電流越大，輸出功率越大。對於串聯諧振電路，整個電路的阻抗在諧振點最小，諧振電流也達到最大，輸出最大功率。串聯諧振時，空載回路的Q值最高，L、C兩端電壓高，所以槽路電流浪費在回路電阻上，產生巨大的熱量。
對於恒流源激勵(如單管電路)，應采用並聯諧振，LC在自由諧振時端電壓很高，因此可以獲得很大的功率。並聯諧振有壹個很重要的優點，就是空載時回路電流最小，加熱功率也很小。值得壹提的是，從實驗結果來看，同樣的諧振電容和加熱線圈，同樣的驅動功率，並聯諧振適合加熱較大的工件，串聯諧振適合加熱較小的工件。
3、生產流程
了解以上原理後，我們就可以開始搭建我們的感應加熱設備了。我們做的設備主要由調壓整流電源、鎖相環、死區發生器、GDT電路、MOS橋、阻抗變換變壓器、LC儲能電路和散熱系統組成，如下圖所示。
我們再來分析壹下系統的原理圖，如下:
槽部分:
從上圖可以看出，C1、C2、C3、L1與T1的次級(左側)* *同構構成串聯諧振電路。由於變壓器次級存在漏電感，電路接線中存在分布電感，僅用C1-C3的容量，實際諧振頻率高於L65438。圖中L1實際上是1uH，我加上漏感和分布電感，所以是1.3uH，如圖，參數諧振頻率為56.5KHz。
逆變橋輸出的高頻方波勵磁信號從J2-1輸入，經過DC隔直電容C4和單刀雙擲開關S1，進入T1的初級，再流經1:100電流互感器，從J2-2流回逆變橋。這裏C4只是簡單的作為DC隔直電容，不參與諧振，所以要選擇無感無極性電容，電容足夠大。這裏選用5個CDE無感吸收電容1.7uF 400V並聯，減少發熱。
S1用於切換阻抗變換比。開關打到上觸點時，變壓器的匝數比為35:0.75，折算阻抗變比為2178:1；當開關打到下觸點時，變壓器的匝數比為24:0.75，換算後的阻抗變比為1024:1。為什麽要設置這個阻抗比切換，主要基於以下幾個原因。(1)鐵磁工件的尺寸決定了整個串聯諧振電路的等效電阻。尺寸越大，等效電阻越大。(2)空載和負載電路的等效電阻差別巨大。如果空載時變比太低，逆變橋會瞬間燒壞。
T2是T1初級工作電流的采樣變壓器。因為匝數比為1:100，負載電阻為100ω，所以當電阻上的電壓為1V時，T1的初級電流對應1A。變壓器的漏電感要小，要容易制造，要用鐵氧體磁槽。如果沒有磁罐，也可以用磁環代替。調試電路時，可以用示波器檢測JBOY3樂隊兩端電壓的波形和幅值，了解電路的工作狀態、頻率、電流等參數，也可以作為過流保護的采樣點。
端子J1輸出諧振電容器兩端的電壓信號。電路諧振時，電容電壓與T1的二次電壓之間存在90°相位差。當該信號發送到後續PLL時，激勵頻率可以自動調整，始終等於諧振頻率。並且相位是恒定的。(稍後詳述)
L1和T1的線圈都是銅管，數據如上圖所示。運行過程中線圈發熱嚴重，必須增加水冷措施，確保長期安全運行。為了保證良好的傳輸特性，防止磁飽和，T1采用兩個EE85磁芯重疊使用。繞制線圈時，需要先用木板做壹個橫截面比磁芯舌片略大的模具，繞在上面後脫模。如下圖所示:
PLL PLL部分:
上圖是PLL部分，是整個電路的核心。這裏就不細說CD4046芯片的結構和工作原理了。請自行查閱書籍或網絡。
以U1五端單片開關電源芯片LM2576-adj為核心的斬波穩流開關電路，為整個PLL板提供穩定而強大的電源。圖中參數可以提供15V2A的穩定電壓。由於15V VDD供電，芯片只能使用CD40xx系列的CMOS器件，74系列無法在這個電壓下工作。
CD4046 PLL芯片內部VCO振蕩信號從四個引腳輸出，壹方面送到以U2為核心的死區發生器，驅動後續電路。另壹方面，它被反饋到CD4046的鑒相器輸入B端口的引腳3。片內VCO的頻率範圍由R16、R16、W1和C13的值決定。如圖，隨著VCO控制電壓0-15V的變化，振蕩頻率在20KHz-80KHz之間變化。
諧振回路Vcap接口J1送來的電壓信號從J4接口輸入到PLL板，經過R14、D2和D3組成的箝位電路後，送到CD4046鑒相器輸入端口的14腳。這裏應該註意，Vcap電壓的相位需要反相以形成負反饋。對於D2和D3，建議使用低結電容的檢波管或開關管，如1N4148，1N60。
C7和C12對CD4046的電源進行去耦，旁路電源中的高頻元件，使其穩定工作。
現在我們來談談工作流程。我們選擇CD4046中的鑒相器1(XOR異或門)。對於鑒相器1，當兩個輸入信號Ui和Uo的電平狀態不同時(即壹個為高電平，壹個為低電平)，輸出信號u ψ為高電平；反之，當Ui和Uo電平狀態相同時(即均為高電平或均為低電平)，U ψ輸出為低電平。當Ui和Uo的相位差δφ在0-180範圍內變化時，U ψ的脈寬m也發生變化，即占空比也發生變化。從比較器I的輸入輸出信號波形(如圖4所示)可知，其輸出信號的頻率等於輸入信號的兩倍，並且與兩路輸入信號之間的中心頻率保持90度相移。從圖中還可以看出，fout不壹定是對稱波形。對於相位比較器I，它要求Ui和Uo的占空比為50%(方波)，以使鎖定範圍最大化。如下圖。
從上圖可以看出，當14腳和3腳的相位差發生變化時，2腳輸出的脈寬也發生變化，2腳的PWM信號經過以U4為核心的有源低通濾波器，得到相對平滑的DC電平。以此DC電平作為VCO的控制電壓，可以形成負反饋，將VCO的輸出信號和14腳的輸入信號鎖定在同壹頻率，相位差固定。
至於死區發生器，此電路由U2 CD4001 42輸入與非門和外圍R8、R8、C10、C11 * *組成。利用RC充放電的延遲時間，對實時信號和延遲信號進行“與”運算，得到合適的死區時間。死亡時間由R8、R8、C10、C11 * *確定。如圖所示，參數約為1.6uS，在實際設計安裝中，C10或C11應使用68pF的陶瓷電容與5-45pF的可調電容並聯，以調節兩組驅動波形的死區對稱性。
下圖清楚地顯示了死區的效果。
至於圖騰輸出，死區發生器輸出的電平信號只有微弱的驅動能力，必須將其輸出功率放大到壹定程度，才能有效促進後續的GDT(柵極驅動變壓器)部分。Q1-Q8構成雙極射極跟隨器，俗稱圖騰柱，將高輸入阻抗轉換成極低的輸出阻抗，適用於驅動功率負載。R10。R11是上拉電阻，增強了CD4001的“1”輸出的強度。可能有人會問設計壹個兩階段的圖騰是不是沒有必要，我壹開始也是這麽想的。在測試過程中，只有第壹級TIP41和TIP42作為圖騰輸出。試驗後發現，加載後高壓平頂斜降更嚴重。經分析該類型晶體管hFE過低，加上前壹級8050/8550後平頂斜降消失。
GDT門驅動電路；
上圖是MOSFET的柵極驅動電路。使用GDT驅動的好處是，即使驅動級有問題，也不可能有* * *態傳導激發電平。
留壹個適當的死區時間，這個電路的死區時間高達1.6uS，而且MOSFET開關很快，沒有IGBT的尾巴，很難炸管。而MOS的米勒效應要小得多。
電路處於ZVS狀態，燈管工作在2KW時基本不發熱，熱擊穿不復存在。
鎖相環板圖騰柱輸出的兩路反相驅動信號分別從GDT板的J1和J4接口輸入，經c 1-C4 DC隔離後送至脈沖隔離變壓器T1-T4。R5和R6的存在降低了DC隔直電容和變壓器原邊的振蕩Q值，起到了減小過沖和振鈴的作用。脈沖變壓器輸出的15V的浮動脈沖經過R1-R4的限流緩沖器(延長Cgs的充電時間，減緩導通斜率)，再由齊納二極管ZD1-ZD8雙向箝位，最後通過J2、JBOY3樂隊、J5、J6端子輸出到四個MOS管的gs極。這裏由於關斷周期為-15V，所以即使有壹點電平抖動，MOS管也不會異常導通，導致* * *態導通。註意，J2和JBOY3樂隊用於驅動壹個對角線mos晶體管，J5和J6用於驅動另壹個對角線MOS晶體管。
為了有效利用PLL板圖騰輸出的功率，降低驅動板的高度，采用四個脈沖變壓器分別驅動四個燈管。脈沖變壓器T1-T4采用EE19的鐵芯，無氣隙，壹、二次繞組均繞0.33mm的30T漆包線。為了提高繞組間的耐壓，並聯繞組不采用雙股線。而是繞在壹次上，用三層耐高溫膠帶絕緣，再繞在二次上，采用密繞法，註意圖中+和-表示的同名端。CBB非極性電容器用於C1-C4。其余的基於電路參數。
電源部分:
上圖是總線供電部分。市電電壓通過自耦變壓器後從J2輸入，經B1整流後送至C1-C4濾波。為了在MOS橋切換期間保持總線電壓恒定(恒壓源)，不增加濾波電感。C1，C2為MKP電容，主要用於全橋箝位過程中的反向浪湧吸收。經整流濾波後的脈動DC從J1輸出。
全橋部分:
上圖是MOSFET橋式電路，結構簡單，不再贅述。強調每個MOS管的GS極與GDT板之間的引線應盡可能長，但應小於10cm。必須使用雙絞線。MOS晶體管的選擇應遵循以下要求:開關時間小於100nS，耐壓高於500V，提供內部阻尼二極管，電流大於20A，耗散功率大於150W..
4.冷卻系統
滿功率輸出時，阻抗變換變壓器的次級和儲能電路中的感應線圈中流過的電流達到500A，如果沒有強有力的冷卻措施，會在短時間內過熱燒毀。
系統應采用水冷措施，並使用銅管本身作為水流路徑。泵采用隔膜泵，為自吸式高壓。電路中采用國產普朗迪隔膜泵，輸出壓力達到0.6MPa，在3mm內徑銅管中很容易實現大流量水冷。
5.裝配
按照下圖組裝，註意GDT部分。輸出口1腳接G，2腳接s，雙絞線長度小於10cm。
6.排除故障
這個電路的調試比較簡單，主要分為以下幾個步驟。
1.PLL板的整體功能檢測。電路組裝好後，先斷開高壓電源，將PLL板跳線JP1的2、3腳短路，使VCO輸出壹個固定頻率的方波。然後用示波器檢測四個MOS管的GS電壓，看是否滿足相位和幅度的要求。對角線波形同相，同壹臂的波形同相。幅度為15V。如果這壹步沒有問題，就進行下壹步。如果波形相位異常，檢測雙絞線連接是否錯誤。
2.死區時間對稱性的調整。用示波器監測同壹臂兩個MOS的GS電壓，並聯調節PLL板C10或C11的可調電容，使兩個MOS的GS電壓高電平寬度基本相同。如果死區時間相差太大，在振蕩的前幾個周期容易造成磁芯的累積偏磁和飽和管爆炸，DC隔直電容可以緩解這種情況。
3.VCO中心頻率調整。在PLL環路中，當VCO的中心頻率在諧振頻率附近時，可以獲得最大的跟蹤和捕獲範圍，因此需要進行調整。槽段S1切換至上接點，PLL板跳線JP1的2、3腳短路，使VCO控制電壓在0.5VCC，W2置於中點。高壓輸入由自耦變壓器調節至30VAC。用萬用表交流電流檔監測高壓輸入電流，用示波器監測槽路的JBOY3樂隊接口電壓，慢慢調整PLL板的W1，使JBOY3樂隊電壓為標準正弦波。此時，電流表的讀數也是最大值。此時，諧振頻率基本等於VCO的中心頻率。
共振時的波形如下所示。電流波形是標準正弦波，滯後於驅動波形約200nS。
4.PLL鎖定調整。短路PLL板JP1跳線的1和2腳，使VCO的電壓控制權轉移到鑒相濾波網絡。保持高壓輸入為30VAC，用示波器監測儲能電路中JBOY3樂隊接口電壓的波形和頻率。此時，用螺絲刀將W1調整壹圈。如果示波器波形頻率保持不變，形狀仍然是壹個好的正弦波。意味著電路幾乎穩定鎖定。如果不能鎖定，切換儲能電路部分J1的接線，重復上述步驟。當妳看到電路被鎖定時，將螺絲刀放入加熱線圈。此時由於等效負載阻抗較大，波形幅值減小，但仍保持良好的正弦波。如果此時鎖丟失，微調W1保持鎖。
5.電流滯後角調整。電路鎖定後，用示波器監測儲能電路的JBOY3樂隊接口電壓和PLL板的GDT2或GDT1接口電壓，慢慢調整W2，使電流波形(正弦波)稍微滯後於驅動電壓波形。此時，全橋負載為弱感性，進入ZVS狀態。
6.工件加熱測試。以上步驟全部成功後，即可對工件進行加熱。先將工件放入，用萬用表電流檔監測高壓電流。慢慢升高自耦變壓器的輸出電壓，可以看到工件開始升溫。確保在220VAC的高電壓下電流小於15A。此時功率達到2500W W，加熱體積較大的工件時，由於等效阻抗較大，需要將槽段S1切換到下觸點。
至此，整個感應加熱電路已經調試完畢。開始感受高溫體驗吧。