[日期:2006-11-27]來源:電力科技應用作者:周[字體:大中小]
摘要:電子鎮流器的半橋逆變輸入電路決定了整機的工作頻率，是影響開關功率管逆變的重要因素。摘要:通過對脈沖變壓器和理想勵磁電流波形的分析，討論了如何提高轉換效率和抑制振蕩，指出了存在的設計誤區，並提出了新的設計方案以降低* * *態導通和開關損耗。
關鍵詞:轉化率；阻尼振蕩；* * *狀態傳導；開關損耗；新型設計
0簡介
眾所周知，電子鎮流器的半橋逆變輸入電路極其重要，直接關系到整機的工作頻率、開關損耗、轉換效率和輸出功率。同時對EMC、THD、PF等主要技術指標也有壹定影響。目前實用的技術方案是雙極晶體管半橋連接，磁環組成的脈沖變壓器反饋產生自激振蕩，輸出高頻脈沖電流用於熒光燈管的光電轉換。由於晶體管基極的記憶效應，關斷時間被延遲；集電極結的電容使輸出脈沖電流對輸入端產生不良影響；特別是對於輸入電路中的脈沖變壓器，半橋逆變電路工作時，開關電流會在其初級繞組中振鈴，其正峰值和基極區存儲的正電荷共同作用，使開關管關斷較晚或反復導通，造成“* * *態導通”，使開關損耗增大，使晶體管發熱，再導通時進入二次擊穿，任何保護電路對此都無能為力。
因此，有必要研究開關管快速開通和完全關斷的理想激勵條件，設計由雙極晶體管組成的電子鎮流器半橋逆變輸入電路的最佳方案。
1開關管快速導通的激勵條件
雙極晶體管的電流放大系數β不是壹個常數，而是隨著信號頻率的增加而減小。當階躍電流Ib註入基極時，集電極電流ic的上升與時間呈非線性關系，即
ic(t)=βoIb(1-)(1)
其中:βo為低頻時的β值；
ωo=2πfβ(fβ為晶體管發射極電路的截止頻率)。
如果Tce=1/ωo，
那麽IC (t) = β OIB (1-) (2)
等式(2)表明，當階躍電流Ib註入基極時，集電極電流ic按照指數規律逐漸上升到最大值βoIb。如果導通時間tk是集電極電流ic從零上升到最大值βoIb的90%所需的時間，則上述公式可改寫為
0.9βoIb=βoIb(1-)(3)
Tk=溶液(3)的2.3Tce(4)
根據等式(4)，圖1顯示了基極階躍電流Ib對ic的影響。
(a)基極相電流Ib (b)集電極電流ic
圖1 Ib對ic的影響
比如電子鎮流器常用的晶體管MJE13005，βo=20，fT=4MHz。
那麽fβ=fT/β=4MHz/20=200kHz，
tce = 1/ωo = 1/2πfβ≈0.80μs，
因此，tk = 2.3tce ≈ 1.84μ s。
工作在30kHz左右的電子鎮流器單脈沖寬度為16.7μs，導通時間占11%，比較長。導通時間越長，開關損耗越高。如果註入階躍電流ib增加到臨界飽和電流Ib的n倍，則打開時間tk可以相應地縮短，即
βoIb=βoNIb(1-)(5)
Tk=Tceln(6)用於求解方程(6)
圖2是過勵磁對打開時間的影響，從圖中可以看出:n >；2、tk下降不明顯。另壹方面，如果激勵過大，會造成開關管深度飽和，消耗過多的激勵功率。對於電子鎮流器逆變電路，宜取N=2，即，
ic≥(7)
其中:Icp為開關管工作時集電極電流的峰值。
(a)激勵電流(b)的倍數n的影響
圖2過勵磁對開啟時間的影響
以MJE13005管為例，如果過勵磁倍數N=2，Tk = tce ln = 0.8μs×LN2≈0.8μs×0.7 = 0.56μs，類似於圖2所示的曲線，它只是原開斷時間的3/10。
2開關管快速截止勵磁條件
開關管從導通到關斷的物理過程與導通時基本相同。由於基極存儲效應和集電極結電容，導通時集電極電流保持在飽和值Ic=βoIb。當基極註入電流Ib突然降至零時，ic不會突然降至零，而是呈指數下降:
ic=Ic(8)
如果下降時間tx的定義定義為ic下降到βoIb的1/10所需的時間，即
0.1βoIb=βoIb(9)
溶液(9)的tx≈2.3 tce(10)
下降時間tx越長，開關損耗越大。電路工作在半橋逆變狀態時，在壹個開關管尚未完全關斷，另壹個開關管已經開始導通的瞬間，DC回路處於短路狀態，ic峰值驚人。這種“* * *態導通”是開關管二次擊穿的重要原因。在選擇開關管時，縮短下降時間tx的最佳方案是向基極註入反向電流，在極短的時間內完全中和基極區存儲的大量正電荷，從而達到快速關斷的目的。當基極反向勵磁電流增大到-n′IB′時，電流ic減小到′IB上的-β(這個公式只是為了說明，因為VCE >: 0，ic實際上並沒有出現負值)。在反向勵磁電流作用下，ic從Ic下降到零的時間為tx，則
0 =βoIb(1+N’)(11)
解的Tx = tceln (11)。
根據公式(12)，得到圖3中反勵磁倍數N '與截止時間的關系。如圖3所示，當n ' >:3年後，效果不顯著。在工程中，壹般取ib≥3Ib=。
(a)基極註入反向電流的關系曲線(b)截止時間tx(N)
圖3反向激發倍數與截止時間的關系
以MJE13005為例，tx=2.3Tce≈1.84μs無反向過勵磁電流，有反向過勵磁，n′= 3時。
tx=Tceln=0.8μsln=0.224μs
顯然，通過在開關基極上增加3倍Ib反向過驅，可以將下降時間tx從1.84μs縮短到0.224μs。因此，由於雙極晶體管開關管的記憶效應，基極驅動的理想激勵電流波形如圖4所示。
圖4中T1-T2為開關管開通瞬間的基極註入電流ib，峰值為2Ib，有助於快速開通，縮短過渡周期，降低開關損耗。
圖4基極驅動的理想激勵電流波形
T2-T3是開關管保持導通的時間。此時Ib應盡可能小，避免深度飽和，有利於減少開關管的存儲時間。
T3-T4是開關管關斷的瞬間，其反向電流峰值達到Ib值的3倍，增加了其基極反向電流，從而減少了存儲時間和下降時間。
3脈沖變壓器工作狀態分析
電子鎮流器通常使用具有鐵氧體磁芯的環形脈沖變壓器作為驅動元件。由於激勵電壓脈沖是方波，其平頂部分包含許多低頻成分，而脈沖的前沿和後沿包含許多高頻成分。這樣對脈沖變壓器的要求就比較嚴格，要求足夠的互感，漏電感小，分布電容小。因此，矩形磁滯回線、低磁滯損耗、高飽和磁感應強度Bs的R2K磁環最佳，其形狀為φ 10 mm× 6 mm× 5 mm..它的磁路是閉合的，漏磁很小。在該過程中，寄生參數應該被最小化。
圖5示出了脈沖變壓器的結構和等效電路。用拉普拉斯變換法可以得到四端網絡的等效電路。在圖5中，繞組1是初級繞組，繞組2是次級繞組。Rs是信號源的內阻，LP是漏電感，LM是磁化電感，C是分布電容，RL’是開關管基極電路的電阻值。
(a)結構示意圖(b)等效電路
圖5脈沖變壓器
在選擇電子鎮流器的燈管、鎮流電感和啟動電容時，其振蕩頻率主要取決於開關管的基極電路、脈沖變壓器初級繞組的材料、幾何尺寸和匝數。工程振蕩頻率f可以從等式(13)中導出。
f=(13)
其中:Vs為原邊繞組的驅動電壓；
n是初級繞組匝數；
βs是磁芯的飽和磁通密度；
s是磁環的有效橫截面積；
k為系數，矩形波為4.0。
本文所述磁環的有效橫截面積s為
s = h =×5≈10 mm2 = 0.1 cm2
設Vs為2.5V，βs=0.45T，n取4轉，代入公式(13)。
f = = = = 34.72kHz千赫
以上計算值僅供工程技術人員設計時參考。在實際調試中，受開關管ts值、基極輸入回路阻抗以及與開關管並聯的補償電容值的影響，其工作頻率略有偏差。
圖5示出了脈沖變壓器的結構和等效電路。用拉普拉斯變換法可以得到四端網絡的等效電路。在圖5中，繞組1是初級繞組，繞組2是次級繞組。Rs是信號源的內阻，LP是漏電感，LM是磁化電感，C是分布電容，RL’是開關管基極電路的電阻值。
(a)結構示意圖(b)等效電路
圖5脈沖變壓器
在選擇電子鎮流器的燈管、鎮流電感和啟動電容時，其振蕩頻率主要取決於開關管的基極電路、脈沖變壓器初級繞組的材料、幾何尺寸和匝數。工程振蕩頻率f可以從等式(13)中導出。
f=(13)
其中:Vs為原邊繞組的驅動電壓；
n是初級繞組匝數；
βs是磁芯的飽和磁通密度；
s是磁環的有效橫截面積；
k為系數，矩形波為4.0。
本文所述磁環的有效橫截面積s為
s = h =×5≈10 mm2 = 0.1 cm2
設Vs為2.5V，βs=0.45T，n取4圈，代入公式(13)。
f = = = = 34.72kHz千赫
以上計算值僅供工程技術人員設計時參考。在實際調試中，受開關管ts值、基極輸入回路阻抗以及與開關管並聯的補償電容值的影響，其工作頻率略有偏差。
需要註意的是，半橋逆變電路的輸出電壓波形是典型的方波，流過脈沖變壓器繞組的電流的上升沿和下降沿會產生振鈴現象，波形會發生畸變，如圖6所示。
圖6電流上升沿和下降沿引起的振鈴現象
對於電子鎮流器來說，下降沿的振鈴電流大且有害。振鈴電流的根本原因是矩形脈沖上升沿和下降沿的過沖。由於脈沖的前沿和後沿含有豐富的高頻成分，頻率越高，LM的電感ωLM值越大，當等效阻抗足夠大時，這裏就會發生振蕩。振蕩的強度與基本電路的等效阻抗有關。阻尼系數可以用方程(14)表示。
δ=(14)
根據方程(14)，可以畫出圖7所示的三種阻尼曲線。
圖7不同δ時的阻尼特性。
取臨界阻尼δ=1。
當δ>時；1處過阻尼，波形上下沿過渡緩慢，導致開關管進入放大區時間延長，損耗增加，開關管發熱。
當δ
有技術人員反映，當電路損耗調整到日光燈管消耗功率的1/10以下時，MJE13005散熱器感覺不到溫度上升，壹直正常工作。更換燈管或電源電壓稍有變化，啟動瞬間就會被擊穿，令人費解。這種現象從δ
輸入電路設計
4.1脈沖變壓器的設計
在電子鎮流器中，脈沖變壓器就像人體的心臟，是決定電路工作效率和可靠性的關鍵。
首先是材料的選擇。為了實現理想的驅動基極電流波形，要求磁芯的初始磁導率μi和飽和磁通密度BS較高，而剩磁Br和矯頑力HO越小，電流轉換越好。居裏溫度TC和磁阻Rm選擇較高，電路工作穩定性好，損耗低，已成為工程技術人員的常識。選擇國產RM2KD鐵氧體材料壹般能滿足要求。對於φ 10 mm× 6 mm× 5 mm磁環，測得μi=2500，TC=220℃，BS=0.45T。
其次，脈沖變壓器初級繞組的確定。壹般來說，首先計算初級繞組的電感LM。
LM = tuRL′/δ(15)
其中:tu是脈沖持續時間；
在delta工程中，通常取0.8作為脈沖頂部下降的失真系數。
根據公式(16)，可以估算出初級繞組匝數n。
N=(16)
其中:L是磁環的平均磁路長度；
μ△是鐵芯的磁導率；
s是磁環的橫截面積。
在設計中，RL′隨初級匝數比、開關管基極串聯的限流電阻Rb和開關管發射極電阻而變化，這個等效阻抗應適當調整。
4.2基極輸入電路的設計
脈沖變壓器的參數確定後，開關管輸入電路的設計至關重要。設計的基礎是盡可能符合理想的勵磁電流波形。根據市場競爭的實際情況和工藝要求，結合脈沖變壓器的固有特點，要求電路結構簡單，性能穩定，壹致性好，實用性強。
壹種方案:反向二極管阻尼電路，如圖8所示。
圖8反向二極管阻尼電路
在圖8中，快速恢復二極管D與開關管的基極限制電流電阻器Rb反向並聯，並且防振電容器C也並聯在基極和地之間。對於脈沖上升沿和平頂段，由於d反接不起作用，由於Rb的限流作用，I b+略大於Ib。通過適當調整次級繞組的匝數，可以使開關管快速導通，而不會進入過飽和狀態。當脈沖下降沿到來時，D正偏導通，脈沖變壓器輸出的負過沖電流平滑註入開關管基極，以DIB-/DT的速率迅速中和基極區存儲的正電荷，瞬間進入關斷狀態。C的作用是進壹步消除脈沖上升沿和下降沿產生的振鈴電流，使開關管安全工作。
方案二:RC並聯阻尼電路，如圖9所示。
圖9 RC並聯阻尼電路
在圖9中，RC並聯在開關管的基極和地之間。阻尼電阻R的接入使防振電容C有了放電回路，增強了阻尼減振效果。同時，R的阻值壹般與開關管的輸入阻抗相近，約為33 ~ 100ω，特別是開關管關斷時，R對脈沖變壓器的阻尼作用明顯增強。另壹個優點是R的接入進壹步提高了開關管的Vcer值，特別是對於大功率電子鎮流器，其可靠性顯著提高。該電路結構簡單，成本低，但實用性很強。與脈沖變壓器配套使用，調試正常，工作穩定可靠。設計在燈具中，即使沒有燈開路保護電路，也不會造成電子鎮流器的損壞。
方案三:在上述兩種方案的基礎上，在開關管的基極電路中串聯壹個20 ~ 50 μ h的電感，對高頻振鈴電流呈現較大的阻抗和衰減。這種方案最大的優點是調試簡單，效果事半功倍。
作者最近公布了發明專利“雙功率因數校正和低峰比電子鎮流器”，它配備了雙功率因數校正和低峰比電路、高效燈絲預熱和異常狀態保護電路，其輸入電路采用RC並聯阻尼電路。因此功率因數達到0.99，總諧波失真THD小於等於12%，波峰比CF小於等於1.65。電磁兼容的EMC技術指標符合IEC的相關規定。它還具有無電源(PTC)預熱啟動，進壹步提高了電路效率。燈具開關的平均使用壽命大於10000次。
5設計誤區
5.1的設計誤區之壹
為了改善雙極晶體管的開關特性，在基極驅動電路中常串聯壹個1000 ~ 3300 pf的小電容。利用電容兩端電壓不能突變的原理，瞬間提供大的驅動電流，不僅加速了導通，也加速了關斷。但不宜將脈沖變壓器繞組中上升或下降過沖引起的振鈴電流同時註入開關管的基極。該電路僅適用於IC驅動，不適用於脈沖變壓器驅動。
5.2第二個設計誤區
在國內常見的鎮流器電路中，開關管的基極和發射極之間反向並聯壹個二極管，有利於導通，消除壹部分振鈴電流。但也消除了大部分反向電流，不利於開關管的加速關斷，得不到理想的基極驅動電流波形。
理想的設計是在開關管的基極和集電極之間串聯和並聯多個正向和反向二極管，形成“抗飽和電路”，如“貝克爾箝位電路”。雖然消除了導通時的深度飽和，縮短了存儲時間，但也降低了反向勵磁電流。但它需要3 ~ 4個快恢復二極管，電路結構復雜，在電子鎮流器中很少使用。
6結論
電子鎮流器設計的難點在於雙極晶體管基極的電流存儲效應和脈沖變壓器上升沿和下降沿的過沖振鈴電流。第三，氣體放電燈的負阻特性使得鎮流器的負載電路必須是感性的，這使得設計更差。通過對電子鎮流器半橋逆變輸入電路的分析，提出的反向二極管阻尼電路和RC並聯阻尼電路是實用的，基本解決了上述困難。該技術在發明專利中的應用得到了進壹步驗證。由於篇幅有限，本文不涉及零電流開關補償電容、輸出電路中感性負載和放電燈對基極電路的影響。